图1所示电路可减少噪声效应,因其VFC（电压－频率转换器）可产生对噪声进行积分或取平均的PPM（脉冲位置调制）输出信号VOUT。此外,该设计还利用“负载调制”来消除有线连接。当PPM信号驱动MOSFET开关Q1时,开关会连接一个由D2及次级线圈LS两端的串联电阻器RSF及RSV组成的附加负载网络。负载调制接收器连接至初级线圈并恢复PPM信号。当您用表面贴装元件来构建时,VFC电路仅占用238 mm2的电路板面积。
为了解该电路的工作原理,我们假设一个125kHz的正弦磁场在次级线圈LS中感应出大约4V ~ 16V的电压。为提高功率转换效率,LS与CS构成一个负载系数QL大约为8的125kHz调谐回路。肖特基二极管D1对LS中感应的电压进行整流,而C1则提供低通滤波。所得直流电压VX为低压差稳压器IC1供电,而IC1又给VFC IC2和负载电阻器RLF与RLV提供恒定的3V。微调电位器RLV将输出电流设定为2.5mA ~13.5 mA。
低压差稳压器与VFC的总耗电流为数十微安,与输出电流相比可忽略不计。因此,IIN近似等于IL。下面公式1表示感应式电源所产生的直流输出功率：
（公式1）
式1显示的输出电流为常数,故直流输出功率PX与直流输出电压VX成正比。在通过RLV设置已知的初始输出电流的调整后,您即可通过测量由VFC数字化的传输直流电压来测试感应式电源的输出能力。为减少功耗、元件数与印制电路板面积,可用一个由RC、RD及C5组成的简单无源积分网络来取代构成典型VFC输入级的传统运放积分器。
VFC产生一个上升沿斜率与积分电容器C5两端的电压VX成正比的恒定幅度锯齿波电压。当电容器两端电压达到一个高参考电压时,开关Q2迅速将电容器放电至一个低参考电压。此动作产生一个频率与输入电压VX成正比的自由振荡波形。一个由比较器IC2、正向反馈网络R1、R2与C3、以及电源电压分配器R3、R4、C4组成的同相施密特触发器,定义了高、低电平参考电压,如公式2及公式3所示：
（公式2）
（公式3）
公式3表明,为将积分电压复位至大约0V,R1值必须稍低于R2值。利用E12串联电阻器的标准值并考虑功耗限制,选择R1值为8.2 MΩ及R2值为10 MΩ。并分别用这些值来代替公式2及公式3中的值：
（公式4）
为了解VFC的工作原理,假设在启动时电容器C5充分放电。因此,比较器IC2的输出VOUT为低、且MOSFET开关Q1与Q2关闭。在这种情况下,通过RC及RD的电流开始以时间常数tC=(RC+RD)×C5对C5充电至VX。当电容器C5的电压在时间tX达到施密特触发器的上限阈值电压时,比较器输出VOUT上升至VDD并接通MOSFET开关Q1与Q2。开关Q2以时间常数tD≈RD×C5通过RD为C5放电。同时,Q1产生一个负载调制脉冲。
当VC=VTL时,比较器输出降至0,恢复初始状态并重复该过程。如图2中的迹线1所示,电路行为就像一个自由振荡器,其中C5两端的电压在施密特触发器的阈值电压之间上升和下降。假设放电时间常数tD远小于充电时间常数tC,则放电时间tON明显小于积分时间tX。如图2中的迹线2所示,比较器输出提供一个具有大约320ms短脉冲的PPM信号。
公式5及公式6分别为计算波形tX与tON脉宽的完整表达式：
（公式5）
（公式6）
这些公式虽对于设计图1中的VFC很有用,但对电路的整体传输函数来说不够直观。您可以运用以下近似来简化计算：由于tX>>tON,因此PPM输出频率近似为fX≈1/tX。正常工作时,与施密特触发器的阈值电压相比,VX达到一个相对较高值,且您可以将电容器C5的充电规率线性化为一条斜率恒定的斜线（公式7）：
（公式7）
根据公式4,施密特触发器的高、低阈值电压分别为VTH≈VDD及VTL≈0V。利用这些近似值,PPM输出频率可简化为：
（公式8）
公式8表明,正如图3在实验上证实的,图1所示电路呈现为一个电压－频率传输函数（或传递函数）。VFC的功耗较低,例如,在12V直流电压上,VFC的电流消耗约为36mA。
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